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400Hz逆變器電壓環(huán)反饋控制設(shè)計
摘要：主要介紹了Bode定理，以此為理論基礎(chǔ)，介紹了逆變器建模，電壓環(huán)反饋控制設(shè)計等。關(guān)鍵詞：Bode定理；Bode圖；回路增益
1 控制理論基礎(chǔ)
1．1 回路增益
對于一般負反饋控制系統(tǒng)，其閉環(huán)系統(tǒng)方框圖如圖1所示。閉環(huán)傳遞函數(shù)C（s)/R(s)=G(s)/[1+G(s)H(s)]，其特征方程式為F(s)=1＋G(s)H(s)=0，特征方程式的根即為系統(tǒng)的閉環(huán)極點。由此方程式可以看出G(s)H(s)項，其包含了所有關(guān)于閉環(huán)極點的信息，一般稱G(s)H(s)為回路增益。實際應(yīng)用中，可通過對回路增益Bode圖的分析來設(shè)計系統(tǒng)的補償網(wǎng)絡(luò)，以達到閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定性要求。
1．2 Bode定理(范文先生網(wǎng)www.panasonaic.com收集整理)
Bode定理對于判定所謂最小相位系統(tǒng)的穩(wěn)定性以及求取穩(wěn)定裕量是十分有用的。其內(nèi)容如下：
1）線性最小相位系統(tǒng)的幅相特性是一一對應(yīng)的，具體地說，當給定整個頻率區(qū)間上的對數(shù)幅頻特性（精確特性）的斜率時，同一區(qū)間上的對數(shù)相頻特性也就被唯一地確定了；同樣地，當給定整個頻率區(qū)間上的相頻特性時，同一區(qū)間上的對數(shù)幅頻特性也被唯一地確定了；
2）在某一頻率（例如剪切頻率ωc）上的相位移，主要決定于同一頻率上的對數(shù)幅頻特性的斜率；離該斜率越遠，斜率對相位移的影響越��；某一頻率上的相位移與同一頻率上的對數(shù)幅頻特性的斜率的大致對應(yīng)關(guān)系是，±20ndB/dec的斜率對應(yīng)于大約±n90°的相位移，n=0，1，2，…。
例如，如果在剪切頻率ωc上的對數(shù)幅頻特性的漸進線的斜率是－20dB/dec，那么ωc上的相位移就大約接近－90°；如果ωc上的幅頻漸近線的斜率是－40dB/dec，那么該點上的相位移就接近－180°。在后一種情況下，閉環(huán)系統(tǒng)或者是不穩(wěn)定的，或者只具有不大的穩(wěn)定裕量。
在實際工程中，為了使系統(tǒng)具有相當?shù)南辔辉Ａ�，往往這樣設(shè)計開環(huán)傳遞函數(shù)，即使幅頻漸近線以－20dB/dec的斜率通過剪切點，并且至少在剪切頻率的左右，從ωc/4到2ωc的這段頻率范圍內(nèi)保持上述漸近線斜率不變。
2 逆變器電壓環(huán)傳遞函數(shù)（建模）
一個逆變器的直流輸入電壓24V，交流輸出電壓110V，頻率400Hz，電路開關(guān)頻率40kHz，功率500W。其控制至輸出整個電壓環(huán)的電路結(jié)構(gòu)如圖2所示�，F(xiàn)求其回路增益。
2．1 驅(qū)動信號d（s）至輸出Vo?s）的傳遞函數(shù)
1）驅(qū)動信號d為SPWM脈沖調(diào)制波，加在IGBT管的柵極（G）上，而輸入母線電壓Vin加在管子的集電極（C）和發(fā)射極（E）兩端，根據(jù)圖2所示結(jié)構(gòu)，輸出電壓Vd與驅(qū)動d之間相差一個比例系數(shù)，設(shè)為K1，則K1=。在具體的逆變器電路中，母線電壓Vin為±200V，驅(qū)動信號為12V，代入可得K1=400/12=33.33。2）LC低通濾波網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)推導(dǎo)可得=Vo(s)/Vo'(s)=1/(s2LC+1)，其中L=3mH，C=2μF。
綜上，驅(qū)動信號d（s）至輸出Vo（s）的傳遞函數(shù)為Vo(s)/d(s)=G1(s)=K1/(s2LC+1)；
2．2 輸出Vo（s）至反饋信號B（s）的傳遞函數(shù)H（s）
1）輸出電壓采樣變壓器的傳遞函數(shù)為一個比例系數(shù)，即其變比，設(shè)為K2，即V'o(s)/Vo(s)=K2，具體電路中，K2=18/110=0.164。
2）電阻電容分壓網(wǎng)絡(luò)如圖2虛線框所示，其傳遞函數(shù)為=B(s)/V'o(s)=1/(sR1C2+R1/R2+1)，其中R1=820Ω，R2=5.1kΩ，C2=10nF。
綜上，Vo（s）至B（s）的傳遞函數(shù)H(s)=B(s)/Vo(s)=K2/(sR1C2+R1/R2+1)；
2.3 脈寬調(diào)制器（PWM）傳遞函數(shù)Gd(s)
一般PWM調(diào)制器的傳遞函數(shù)為Gd(s)==，其中Vm為三角波最大振
幅。在具體電路中，反饋信號與基準正弦波信號送入差動放大器，輸出誤差信號再與標準三角波比較，生成SPWM驅(qū)動信號。此處所用三角波的振幅為Vm=3V。
綜上，在未加入補償網(wǎng)絡(luò)之前，整個回路增益為
G（s）=G1(s)H(s)Gd(s)
=K1/(s2LC+1)[K2/(sR1C2+R1/R2+1)(1/Vm)
=1.569/[(6×10-9s2+1)(7×10 -6s+1)
繪制其幅頻Bode圖，如圖3所示。
3 補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計
由前述Bode定理，補償網(wǎng)絡(luò)加入后的回路增益應(yīng)滿足，幅頻漸近線以－20dB/dec的斜率穿過剪切點（ωc點），并且至少在剪切頻率左右從到2ωc的范圍內(nèi)保持此斜率不變。
由此要求，首先選擇剪切頻率。實際應(yīng)用中，選fc=fs/5為宜，其中fs為逆變器工作頻率或開關(guān)管開關(guān)頻率。具體逆變器中，開關(guān)頻率為40kHz，則fc=40/5=8kHz。
在未加補償網(wǎng)絡(luò)之前的回路增益Bode圖如圖3所示，在fc=8kHz處的增益為－20.17dB，由此，補償網(wǎng)絡(luò)應(yīng)滿足如下條件，即在fc=8kHz處的增益為＋20.17dB，斜率為＋20dB/dec，而且，此斜率在fc/4=2kHz與2fc=16kHz（取15kHz）的范圍內(nèi)保持不變。補償網(wǎng)絡(luò)的Bode圖如圖4所示（幅頻）。
由圖4可得：f1=2kHz處，G(ω)=20lg(2πf1)=8.129dB或者2.55（倍數(shù)）=AV1，f2=15kHz處，G(ω)=20lg(2πf2)=25.63dB或者19.12（倍數(shù)）=AV2，兩個零值對應(yīng)頻率為fz1=fz2=2kHz，一個極值在fp1=15kHz處，另一個極值在fp2=20kHz處�？紤]選用如圖5所示補償放大器時，其電阻電容參數(shù)值可計算如下：
取R3=5.1kΩ，R0=39kΩ，則R2=R3AV2=97.5kΩ，C2=1/(2πfp2R2)=81.6pF，C1==816pF，R1=1/(2πfp1R3)=39kΩ，C3=π=2040pF。
實際電路中，取R2=100kΩ，C2=100pF，C1=800pF，R1=39kΩ，C3=2200pF。
4 實驗結(jié)果
將上面補償網(wǎng)絡(luò)加入后，逆變器可帶滿載并穩(wěn)定工作，其IGBT管兩端電壓vCE及輸出電壓vo的波形如圖6所示，電路工作條件為：功率P=500W（滿載），母線電壓Vin=±180V。
5 結(jié)語
實驗結(jié)果表明，將控制理論的頻率響應(yīng)法應(yīng)用于逆變器電壓單環(huán)反饋控制設(shè)計有其直觀簡單的優(yōu)點，同時易于實現(xiàn)。逆變器電路加入補償網(wǎng)絡(luò)后其穩(wěn)定性有所改善。不足之處在于，輸出波形在非線性負載及負載變化較大時畸變明顯，需要尋求更好的調(diào)節(jié)方法來改善。
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